高速M(fèi)OS驅(qū)動(dòng)應(yīng)用指南
高速M(fèi)OS驅(qū)動(dòng)應(yīng)用：雙極晶體管和場效應(yīng)晶體管有著相同的工作原理。從根本上說,，兩種類型晶體管均是電荷控制元件，即它們的輸出電流和控制極半導(dǎo)體內(nèi)的電荷量成比例。
當(dāng)這些器件被用作開關(guān)時(shí)，兩者必須和低阻抗源極的拉電流和灌電流分開，用以為控制極電荷提供快速的注入和釋放。從這點(diǎn)看，MOS-FET在不斷的開關(guān)，當(dāng)速度可以和雙極晶體管相比擬時(shí)，它被驅(qū)動(dòng)的將十分的‘激烈’。
理論上講，雙極晶體管和MOSFET的開關(guān)速度是基本相同的，這取決與載流子穿過半導(dǎo)體所需的時(shí)間。在功率器件的典型值為20 ~ 200皮秒，但這個(gè)時(shí)間和器件的尺寸大小有關(guān)。與雙極結(jié)型晶體管相比，MOSFET在數(shù)字技術(shù)應(yīng)用和功率應(yīng)用上的普及和發(fā)展得益于它的兩個(gè)優(yōu)點(diǎn)。
優(yōu)點(diǎn)之一就是在高頻率開關(guān)應(yīng)用中MOSFET使用比較方便。MOSFET更加容易被驅(qū)動(dòng)，這是因?yàn)樗目刂茦O和電流傳導(dǎo)區(qū)是隔離開的，因此不需要一個(gè)持續(xù)的電流來控制。一旦MOSFET導(dǎo)通后，它的驅(qū)動(dòng)電流幾乎為0。
另外，在MOSFET中，控制電荷的積累和存留時(shí)間也大大的減小了。這基本解決了設(shè)計(jì)中導(dǎo)通電壓降（和多余的控制電荷成反比）和關(guān)斷時(shí)間之間的矛盾。因此，MOSFET技術(shù)以其更加簡單的、高效的驅(qū)動(dòng)電路使它比晶體管設(shè)備具有更大的經(jīng)濟(jì)效益。
高速M(fèi)OS驅(qū)動(dòng)應(yīng)用：開關(guān)應(yīng)用
我們來研究下MOSFET的真實(shí)開關(guān)行為。為了更好的理解其基本過程，電路中的寄生電感將會(huì)被忽略掉。隨后，它們在基本工作中各自的影響將會(huì)單獨(dú)的分析。
此外，下面的說明和鉗位感應(yīng)開關(guān)有關(guān)，這因?yàn)榇蠖鄶?shù)被用于電源模式的MOSFET晶體管和高速門驅(qū)動(dòng)電路工作于那個(gè)模式。
一個(gè)最簡單的鉗位感應(yīng)開關(guān)模型如圖三（Figure）所示, 直流電流源代表感應(yīng)器。在開關(guān)間隔比較小的情況下，它的電流可看作是連續(xù)的。在MOSFET截止期間二極管為電流提供了一個(gè)回路，設(shè)備的漏極終端用一個(gè)電池來象征表示。
高速M(fèi)OS驅(qū)動(dòng)應(yīng)用：導(dǎo)通過程
MOSFET的導(dǎo)通過程可分為如圖4（即Figure4）所示的四個(gè)階段。
第一個(gè)階段：輸入電容從0開始充電到Vth,在這個(gè)過程，柵極絕大部分電流都用來給電容CGS充電，也有很小的電流流過電容CGS。當(dāng)電容CGS的電壓增加到門的極限時(shí)，它的電壓就會(huì)有稍微的減小。這個(gè)過程稱為導(dǎo)通延遲，這是因?yàn)榇藭r(shí)器件的漏極電流和漏極電壓均未發(fā)生變化。
當(dāng)柵極電壓達(dá)到開啟電壓時(shí)，MOSFET處于微導(dǎo)通狀態(tài)。在第二個(gè)階段，柵極電壓從Vth上升到Miller平坦區(qū)，即VGS,Miller。這是器件的線性工作區(qū)，電流和柵極電壓成正比。在柵極的一側(cè)，電流如第一階段一樣流入電容CGS和CGD，電容VGS的的電壓將會(huì)不斷升高。
在器件的輸出端，漏極電流也不斷變大，但是漏源電壓基本不變，保持先前水平(VDS,OFF)。這從圖3的原理圖可以看出來。當(dāng)所有電流都流入MOSFET而且二極管完全截止（pn結(jié)能承受反向電壓）后，漏極電壓必須保持在輸出電壓水平。
進(jìn)入導(dǎo)通過程的第三個(gè)階段，柵極電壓（VGS,Miller）已經(jīng)足夠使漏極電流全部通過，而且整流二極管處于完全截止?fàn)顟B(tài)。現(xiàn)在允許漏極電壓下降。在器件漏極電壓下降過程中，柵源電壓保持不變。
這就是柵極電壓波形的Miller平坦區(qū)。從驅(qū)動(dòng)得到的可用的所有柵極電流通過電容CGD放電，這將加快漏源電壓變化。而漏極電流幾乎不變，這是由于此刻它受外部電路（即直流電流源）限制。
最后一個(gè)階段MOSFET溝道增強(qiáng)，處于完全導(dǎo)通狀態(tài)，這得益于柵極的電壓已經(jīng)足夠高。最終的VGS電壓幅度將決定器件最終導(dǎo)通阻抗。因此，在第四個(gè)階段，電壓VGS從Miller平坦區(qū)增大到其最大值VDRV。
這由于電容CGS和CGD的充電完成，因此柵極電流被分成這兩部分。在這兩個(gè)電容充電過程中，漏極電流保持不變，漏源電壓也隨著導(dǎo)通阻抗的減小而慢慢的減小。
關(guān)斷過程
MOSFET的關(guān)斷過程恰好和它的導(dǎo)通過程相反。電壓VGS從圖3的VDRV開 始，電流從圖3的最大負(fù)載電流IDC開始。漏源電壓由MOSFET的電流IDC和導(dǎo)通阻抗決定。圖5完整的顯示了關(guān)斷的四個(gè)階段。
第一個(gè)階段是關(guān)斷延遲，這階段需要電容CISS從最初值電壓放電到Miller平坦區(qū)水平。這期間柵極電流由電容CISS提供，而且它流入MOSFET的電容CGS和CGD。器件的漏極電壓隨著過載電壓的減小而略微的增大。此階段漏極電流幾乎不變。
在第二個(gè)階段，管子的漏源電壓從IDC·RDS(On)增加到最終值（VDS(off)）,由圖3的原理圖可知它是由整流二極管強(qiáng)制決定的。在這一階段，即相當(dāng)于柵極電壓波形的Miller平坦區(qū)，柵極電流完全是電容CGD的充電電流因?yàn)闁旁措妷菏遣蛔兊摹＿@個(gè)電流由電源級(jí)的旁路電容提供而且它是從漏極電流減掉的。總的漏極電流仍然等于負(fù)載電流，也就是圖3直流電源表示的感應(yīng)電流。
二極管的導(dǎo)通預(yù)示著第三個(gè)階段的開始，二極管給負(fù)載電流提供另一通路。 柵極電壓從VGS,Miller降到Vth。大部分的柵極電流來自于電容CGS，因?yàn)槭聦?shí)上電容CGD在前一個(gè)階段是充滿電的。
MOSFET處于線性工作區(qū)，而且柵源電壓的降低將會(huì)導(dǎo)致漏極電流的減小，在這個(gè)階段的最后漏極電流幾乎達(dá)到0。與此同時(shí)，由于整流二極管的正向偏置漏極電壓將維持在VDS(off)。
截止過程的最后一個(gè)階段是器件的輸入電容完全放電。電壓VGS進(jìn)一步減小到0。占柵極電流較大比例部分的電流，和截止過程的第三階段一樣，由電容CGS提供。器件的漏極電流和漏極電壓保持不變。
綜合上述結(jié)論，可以總結(jié)為：在四個(gè)階段（無論是導(dǎo)通還是關(guān)斷）里，場效應(yīng)晶體管可在最大阻抗和最小阻抗間變換。四個(gè)階段的時(shí)間是寄生電容、所需電壓變化、柵極驅(qū)動(dòng)電流的函數(shù)。這就突出了在高速、高頻開關(guān)應(yīng)用設(shè)計(jì)中器件選擇部分和柵極最適合工作條件的重要性。
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